AD640
rev. c–14–
15 13141619 18 17 1112
20
6
8
753
4 1091
2
SIG
+IN
ATN
输出
CKT
COM
RG1 RG0 RG2 LOG
输出
LOG
COM
+V
S
SIG
+OUT
SIG
–IN
ATN
LO
ATN
COM
BL1 BL2ITC
–V
S
SIG
–OUT
1k
1k
ATN
COM
ATN
在
u1 ad640
NC
R1
R2
NC
NC
15 13141619 18 17 1112
20
6
8
753
4 1091
2
SIG
+IN
ATN
输出
CKT
COM
RG1 RG0 RG2 LOG
输出
LOG
COM
+V
S
SIG
+OUT
SIG
–IN
ATN
LO
ATN
COM
BL1 BL2ITC
–V
S
SIG
–OUT
1k
1k
ATN
COM
ATN
在
u2 ad640
C1
47pF
R3
100
68
C2
47pF
R4
100
18
L1
(看
text)
18
–6V
+6V
68
–6V
4.7
U3
AD844
LOG
输出
+50mv/db
(lo)
+6V
4.7
denotes 一个 连接 至 这 地面 平面;
注意到 一般 连接 在哪里 显示.
所有 无标志的 电容 是 0.1
f 陶瓷的.
看 text 为 值 的 numbered 组件.
信号
输入
R13
1.13k
(看 text)
nc = 非 连接
图示 30. 完全 70 db 动态 范围 转换器 为 50 mhz–150 mhz 运作
必须 是 一些 阻抗 在 管脚 1 和 20 横过 这个 这 补偿
补偿 电压 是 开发. 这 值 显示 在 这
图示 假设 那 我们 wish 至 terminate 一个 50
Ω
源 在 管脚 20.
这 50
Ω
电阻 在 管脚 1 是 essential, 两个都 至 降低 补偿
预定的 至 偏差 电流 mismatch 和 因为 这 输出 在 管脚
10 和 11 能 仅有的 摆动 negatively (从 地面 至 –180 mv)
whereas 我们 需要 至 cater 为 输入 补偿 的 也 极性.
为 一个 sine 输入 的 1
µ
v 振幅 (–120 dbv) 和 在 这
absence 的 补偿, 这 差别的 电压 在 管脚 10 和 11 的
u2 将 是 almost sinusoidal 但是 100,000 时间 大, 或者
100 mv. 这 last limiter 在 u2 将 是 进去 饱和. 一个
1
µ
v 输入 补偿 增加 至 这个 信号 将 放 这 last limiter
好 在 饱和, 和 它的 输出 将 然后 有 一个
不同的
平均 值,
这个 是 提取 用 这 低-通过 网络 和
delivered 后面的 至 这 输入. 为 大 信号, 这 输出 ap-
proaches 一个 正方形的 波 为 零 输入 补偿 和 变为 rect-
angular 当 补偿 是 呈现. 这 职责 循环 调制 的
这个 输出 now 生产 这 nonzero 平均 值. 假设 一个
最大 必需的 差别的 输出 的 100 mv (之后 averag-
ing 在 c1 和 c2) 作 显示 在 图示 29. r3 通过 r6 能
now 是 选择 至 提供
±
500
µ
v 的 纠正 范围, 和 和
这些 值 这 输入 补偿 是 减少 用 一个 因素 的 500. 使用
4.7
µ
f 电容, 这 时间 常量 的 这 网络 是 关于
1.2 ms, 和 它的 corner 频率 是 在 13.5 hz. 这 关闭 循环
高-通过 corner (为 小 信号) 是, therefore, 在 1.35 mhz.
带宽/动态 范围 trade-offs
这 第一 平台 噪音 的 这 ad640 是 2 nv/
√
Hz
(短的 短路
输入) 和 这 全部 带宽 的 这 倾泻 ten stages 是 关于
150 mhz. 因此, 这 噪音 涉及 至 这 输入 是 24.5
µ
v rms,
或者 –79 dbm, 这个 将 限制 这 动态 范围 至 77 dbs
(–79 dbm 至 –2 dbm). 在 实践, 这 源 抵制 将
也 发生 噪音, 和 这 全部 带宽 动态 范围 将
是 较少 比 这个.
一个 低-通过 过滤 在 u1 和 u2 能 限制 这 噪音 带宽-
宽度 和 扩展 这 动态 范围. 这 simplest 方法 至 做
这个 是 用 这 增加 的 一个 一双 的 grounded 电容 在 这
信号 输出 的 u1 (显示 作 c1 和 c2 在 图示 32). 这
20
1
11
10
U2
U1
一个
VE
= –140mv
输入
R1
50
R2
50
一个
VE
= –40mv
R3
4.99k
R5
4.99k
–200
V
–700
V
4
一个
14
一个
20
1
11
10
C1
C2
R4
4.99k
R6
4.99k
图示 29. 反馈 补偿 纠正 网络
–3 db 频率 的 这 过滤 必须 是 在之上 这 最高的 fre
quency 至 是 处理 用 这 转换器; 如果 不, 非线性 在
这 转移 函数 将 出现. 这个 能 是 seen intuitively 用
noting 那 这 系统 将 然后 contract 至 一个 单独的 ad640 在
非常 高 发生率 (当 u2 有 非常 little 输入). 在 inter-
mediate 发生率, u2 将 contribute 较少 至 这 输出 比
将 是 这 情况 如果 那里 是 非 interstage attenuation, 结果-
ing 在 一个 kink 在 这 转移 函数.
更多 complex 过滤 将 是 考虑. 为 例子, 如果 这
信号 有 一个 fairly narrow 带宽, 这 简单的 chokes 显示
在 图示 28 might 是 replaced 用 一个 或者 更多 并行的 tuned
电路. 二 独立的 tuned 电路 或者 变压器 连接
应当 是 使用 至 eliminate 所有 不想要的 hf 一般 模式
连接 在 u1 和 u2. 这 选择 的 q 为 这些 电路
需要 compromise. 频率 敏感的 nonlinearities 能
arise 在 这 edges 的 这 带宽 如果 这 q 是 设置 too 高; 如果 too 低,
这 传递 的 这 信号 从 u1 至 u2 将 是 影响
甚至 在 这 中心 频率, 又一次 结果 在 非线性 在
这 转换 回馈. 在 calculating 这 q, 便条 那 这
阻抗 从 管脚 10 和 11 至 地面 是 75
Ω
. 这 输入
阻抗 在 管脚 1 和 20 是 非常 高, 但是 这 capacitances 在
这些 管脚 必须 也 是 factored 在 这 总的 lcr 电路.
实际的 产品
我们 显示 here 二 产品, 使用 倾泻 ad640s 至
达到 一个 宽 动态 范围. 作 already 提到, 这 使用 的
一个 差别的 信号 path 和 差别的 logarithmic 输出
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