AD604
rev. 0
–14–
这 信号 是 应用 至 连接器 vin, 和 自从 这 信号
源 是 50
Ω
, 一个 terminating 电阻 (r1) 的 50
Ω
是 增加.
这 信号 是 然后 amplified 用 14 db (管脚 fbk1 短接 至
pao1) 通过 这 频道 1 前置放大器, 和 是 更远 pro-
cessed 用 这 频道 1 dsx. next 这 信号 是 应用 直接地
至 这 频道 2 dsx. 这 第二 前置放大器 是 powered
向下 用 连接 它的 com2 管脚 至 这 积极的 供应 作
explained 在 这 前置放大器 部分 早期. 电容 c1 和
c2 水平的 变换 这 信号 从 这 前置放大器 在 这 第一 dsx
和 在 这 一样 时间 eliminate 任何 补偿 contribution 的 这
preamp. c3 和 c4 有 这 一样 补偿 cancellation 目的
为 这 第二 dsx. 各自 设置 的 电容 一起 和 这
175
Ω
输入 阻抗 的 这 相应的 dsx 提供 一个
高 通过 过滤 和 –3 db corner 频率 的 关于 9.1 khz.
管脚 vocm 是 decoupled 至 地面 用 一个 0.1
µ
f 电容, 当
vref 能 是 externally 提供; 在 这个 应用 这 增益
规模 是 设置 至 20 db/v 用 应用 2.500 v. 自从 各自 的 这
dsx 放大器 运作 从 一个 单独的 +5 v 供应, 这 输出
是 交流 结合 通过 c6 和 c7. 这 输出 信号 能 是 moni-
tored 在 这 连接器 labeled rf 输出.
计算数量 43 和 44 显示 这 增益 范围 和 增益 错误 为 这
ad604 连接 作 显示. 这 增益 范围 是 –14 db 至 +82 db;
这 有用的 范围 是 0 db 至 +82 db 如果 这 rf 输出 振幅 是
控制 至
±
400 mv (+2 dbm). 这 主要的 限制 在 这
更小的 终止 的 这 信号 范围 是 这 输入 能力 的 这
vgn – 伏特
90
80
–30
70
60
20
50
40
30
–20
–10
0
10
1.70.1 0.5 0.9 1.3 2.1 2.5
2.9
增益 – db
f = 1mhz
图示 43. ad604 倾泻 增益 vs. vgn
vgn – 伏特
4
3
–4
2.2
2
1
–3
0
–1
–2
0.2 0.7 1.2 1.7
2.7
增益 错误 – db
f = 1mhz
图示 44. ad604 倾泻 增益 错误 vs. vgn
前置放大器. 这个 能 是 克服 用 adding 一个 attenuator 在
front 的 这 前置放大器, 但是 那 将 defeat 这 有利因素 的
这 ultralow 噪音 前置放大器. 它 应当 是 指出 那 这 秒-
ond 前置放大器 是 不 使用 自从 它的 ultralow 噪音 和 这
有关联的 高 电源 消耗量 是 overkill 之后 这 第一
dsx 平台. 它 是 无能 在 这个 应用 用 连接 这
com2 管脚 至 这 积极的 供应. nevertheless, 这 第二
前置放大器 能 是 使用 如果 所以 desired 和 这 有用的 增益 范围
将 变换 向上 用 14 db, 至 encompass 0 db 至 +96 db 的 增益.
为 这 一样 +2 dbm 输出 这个 将 准许 信号 作 小
作 –94 dbm 至 是 量过的.
至 达到 这 最高的 增益, 这 输入 信号 有 至 ultimately
是 bandlimited 至 减少 这 噪音; 这个 是 特别 真实 如果 这
第二 前置放大器 是 使用. 如果 这 最大 信号 在 管脚 out2
的 这 ad604 是 限制 至 是
±
400 mv (+2 dbm), 然后 这 在-
放 信号 水平的 在 这 agc 门槛 是 25
µ
v rms (–79 dbm).
这 电路 作 显示 有 关于 40 mhz 的 噪音 带宽; 这
0.8 nv/
√
Hz
的 输入 涉及 电压 噪音 谱的 密度 的
这 ad604 结果 在 一个 rms 噪音 的 5.05
µ
v 在 这 40 mhz
带宽. 这 50
Ω
末端 电阻, 一起 和 这
50
Ω
源 阻抗 的 这 信号 发生器, 联合的 至 一个
有效的阻抗 作 seen 用 这 输入 的 这 前置放大器 的
25
Ω
这个 制造 4.07
µ
v 的 rms 噪音 在 40 mhz. 这 噪音
floor 的 这个 频道 是 consequently 这 rms 总 的 这些 二
主要的 噪音 来源, 6.5
µ
v rms. 这个 意思 那 这 最小
dectectable 信号 (mds) 为 这个 电路 是 6.5
µ
v rms
(–90.7 dbm). 作 一个 一般 rule 的 thumb 这 量过的 信号
应当 是 关于 一个 因素-的-三 大 比 这 噪音 floor, 在
这个 情况 19.5
µ
v rms. 作 我们 能 看 这 25
µ
v rms 信号 那
这个 agc 电路 能 准确无误的 为 是 just slightly 在之上 这 mds.
的 航线, 这 敏锐的 的 这 输入 能 是 改进 用
bandlimiting 这 信号; 如果 这 噪音 带宽 是 减少 用 一个
因素-的-四 至 10 mhz, 这 噪音 floor 的 这 agc 电路
和 50
Ω
末端 电阻 将 漏出 至 3.25
µ
v rms
(–96.7 dbm). 更远 噪音 改进 能 是 达到 用 一个
输入 相一致 网络 或者 用 变压器 连接 的 这 输入
信号.
next 我们 将 describe 这 起作用 的 这 探测器 电路系统
包括 的 一个 squarer, 一个 低-通过 过滤, 和 一个 积分器. 在
这个 要点 它 是 需要 至 制造 一些 assumptions 关于 这
输入 信号. 这 下列的 explanation 的 这 探测器 电路系统
presumes 一个 振幅 modulated rf 运输车 在哪里 这 modu-
lating 信号 是 在 一个 更 更小的 频率 比 这 rf 信号.
这 ad835 乘法器 功能 作 这 探测器 用 squaring 这
输出 信号 提交 至 它 用 这 ad604. 一个 低-通过 过滤 fol-
lowing 这 squaring 运作 removes 这 rf 信号 组件
在 两次 这 新当选的 信号 频率, 当 passing 这 低
频率 am 信息. 这 下列的 积分器 和 一个 时间
常量 的 2 ms 设置 用 r8 和 c11 integrates 这 错误 信号
提交 用 这 低-通过 过滤 和 改变 vg 直到 这 错误
信号 是 equal 至 v
设置
.
为 例子, 如果 这 信号 提交 至 这 探测器 是 v1 =
a*cos(
ω
t) 作 表明 在 图示 42, 然后 这 输出 的 这
squarer 是 –(v1)
2
/1 v. 这 reason 为 所有 这 minus signs 在 这
发现 电路系统 comes 从 这 necessity 的 供应 nega-
tive 反馈 在 这 控制 循环; 的确 如果 v
设置
变为
更好-比 0 v, 这 控制 循环 提供 积极的 反馈.
squaring a*cos(
ω
t) 结果 在 二 条款, 一个 在 直流 和 一个 在
2
ω
; 这 下列的 低-通过 过滤 passes 仅有的 这 –(一个)
2
/2 直流 期.
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