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图示 3: transimpedance 增益
直流 设计 (水平的 shifting)
图示 4 显示 一个 直流 水平的 shifting 电路 为 反相的
增益 配置. v
ref
生产 一个 直流 输出 水平的 变换
的 这个 是 独立 的 这 直流 输出
生产 用 v
在
.
图示 4: 水平的 shifting 电路
直流 设计 (直流 补偿)
这 直流 补偿 模型 显示 在 图. 5 是 使用 至 计算
这 输出 补偿 电压. 这 等式 为 输出 补偿
电压 是:
这 电流 补偿 条款, i
BN
和 i
BI
,
做 不 追踪
各自 其它
. 这 规格 是 陈述 在 条款 的
巨大 仅有的. 因此, 这 条款 v
os
, i
BN
, 和 i
BI
能 有 也 极性. 相一致 这 相等的
阻抗 seen 在两个都 输入 管脚 做 不 减少 这
输出 补偿 电压.
图示 5: 直流 补偿 模型
直流 设计 (输出 加载)
R
L
, r
f
, 和 r
g
加载 这 运算 放大 输出. 这 相等的
加载 seen 用 这 输出 在 图示 5 是:
R
l(eq)
=
R
L
|| (r
f
+ r
eq2
), 非-反相的 增益
R
L
|| r
f
, 反相的 和 transimpedance 增益
这 相等的 输出 加载 (r
l(eq)
) needs 至 是 大
足够的 所以 那 这 输出 电流 能 生产 这
必需的 输出 电压 摆动.
交流 设计 (小 信号 带宽)
这 clc408 电流-反馈 放大器 带宽 是 一个
函数 的 这 反馈 电阻 (r
f
), 不 的 这 直流 电压
增益 (一个
V
). 这 带宽 是 大概 均衡的
至 作 一个 rule, 如果 r
f
doubles, 这 带宽 是 截 在 half.
其它 交流 规格 将 也 是 degraded.
减少 r
f
从 这 推荐 值 增加
peaking, 和
为 非常 小 值 的 r
f
振动
将 出现.
交流 设计 (最小 回转 比率)
回转 比率 influences 这 带宽 的 大 信号
sinusoids. 至 决定 一个 近似的 值 的 回转
比率 需要 至 支持 一个 大 sinusoid, 使用 这
下列的 等式:
SR
>
5
•
f
•
V
顶峰
在哪里 v
顶峰
是 这 顶峰 输出 sinusoidal 电压.
这 回转 比率 的 这 clc408 在 反相的 增益 是 总是
高等级的 比 在 非-反相的 增益.
交流 设计 (直线的 阶段/常量 组 延迟)
这 推荐 值 的 r
f
生产 minimal peaking
和 一个 合理地 直线的 阶段 回馈. 至
改进 阶段 线性 当 |a
v
| < 6, 增加 r
f
大概 50% 在 它的 推荐 值. 一些
调整 的 r
f
将 是 需要 至 达到 阶段
线性 为 your 应用. 看 这
交流 设计
(小 信号 带宽)
sub-部分 为 其它 影响
的 changing r
f
.
传播 延迟 是 大概 equal 至 组 延迟.
组 延迟 是 related 至 阶段 用 这个 等式:
在哪里
φ
(f) 是 这 阶段 在 degrees. 直线的 阶段 implies
常量 组 延迟. 这 技巧 为 实现 直线的
阶段 也 生产 一个 常量 组 延迟.
交流 设计 (peaking)
peaking 是 sometimes observed 和 这 推荐
R
f
. 如果 一个 小 增加 在 r
f
做 不 solve 这 问题,
然后 investigate 这 可能 导致 和 remedies
列表 在下:
+
-
CLC408
408 Fi 3
R
f
0.1
µ
F
6.8
µ
F
V
o
V
CC
0.1
µ
F
6.8
µ
F
V
EE
R
t
3
2
4
8
6
+
+
I
在
V
在
R
g
+
-
CLC408
R
f
V
o
V
ref
R
ref
R
t
−⋅
V
R
R
,
ref
f
ref
VVIR1
R
R
IR
oos
BN
eq1
f
eq2
BI
f
=− + ⋅
()
⋅+
+⋅
()
R
eq1
R
f
+
-
R
eq2
CLC408
I
BI
I
BN
V
os
V
o
R
L
+
-
1
R
f
.
{
τ
φφ
gd
d
d
f
1
360
f
f
1
360
f
f
()
=−
°
⋅
()
≈−
°
⋅
()
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