AD606
rev. b
–6–
补偿-控制 循环
这 补偿-控制 循环 nulls 这 输入 补偿 电压, 和 sets
向上 这 偏差 电压 在 这 输入 管脚 inhi 和 inlo. 一个 全部
understanding 的 这个 补偿-控制 循环 是 有用的, 特别
当 使用 大 输入 连接 电容 和 一个 外部
过滤 电容 至 更小的 这 最小 可接受的 运行
频率. 这 循环’s primary 目的 是 至 扩展 这 更小的
终止 的 这 动态 范围 在 这 情况 在哪里 这 补偿 电压 的
这 第一 平台 应当 是 高 足够的 至 导致 后来的 stages 至
prematurely enter 限制的, 因为 的 这 高 直流 增益 (关于
8000) 的 这 主要的 放大器 系统. 为 例子, 一个 补偿
电压 的 仅有的 20
µ
v 将 变为 160 mv 在 这 输出 的
这 last 平台 在 这 主要的 放大器 (在之前 这 最终 limiter 秒-
tion), 驱动 这 last 平台 好 在 限制的. 在 这 absence 的
噪音, 这个 限制的 将 simply 结果 在 这 logarithmic 输出
ceasing 至 变为 任何 更小的 在下 一个 确实 信号 水平的 在 这
输入. 这 补偿 将 也 降级 这 logarithmic 遵从-
ance 在 这个 区域. 在 实践, 这 finite 噪音 的 这 第一 平台
也 plays 一个 role 在 这个 关于, 甚至 如果 这 直流 补偿 是 零.
图示 3 显示 一个 描述 的 这个 循环, 减少 至 essen-
tials. 这 图示 closely corresponds 至 这 内部的 电路系统,
和 correctly 显示 这 输入 阻抗. 因此, 这 向前 增益
的 这 主要的 放大器 部分 是 7
×
11.15 db, 但是 这 循环 增益
是 lowered 因为 的 这 attenuation 在 这 网络 formed 用
rb1 和 rb2 和 这 输入 阻抗 ra. 这 连接
极性 是 此类 作 至 结果 在 负的 反馈, 这个 减少
这 输入 补偿 电压 用 这 直流 循环 增益, here 关于 50 db,
那 是, 用 一个 因素 的 关于 316. 我们 使用 一个
差别的
representa-
tion, 因为 后来的 我们 将 examine 这 结果 至 这
电源-向上 回馈 时间 在 这 事件 那 这 交流 连接 capaci-
tors c
C1
和 c
C2
做 不 exactly 相一致. 便条 那 这些 capaci-
tors, 作 好 作 forming 一个 高-通过 过滤 至 这 信号 在 这
向前 path, 也 introduce 一个 柱子 在 这 反馈 path.
至 最终
LIMITER
平台
+1
+1
RB1
30k
RB2
30k
RA
2.5k
CF2
30pF
CF1
30pF
0V
RF2
360k
RF1
360k
FIL2
FIL1
C
Z
R
Z
C
C1
C
C2
78dB
图示 3. 补偿 控制 循环
内部的 电阻器 rf1 和 rf2 在 conjunction 和 grounded
电容 cf1 和 cf2 表格 一个 低-通过 过滤 在 15 khz. 这个
频率 能 optionally 是 lowered 用 这 增加 的 一个 exter-
nal 电容 c
Z
, 和 在 一些 具体情况 一个 序列 电阻 r
Z
. 这个, 在
conjunction 和 这 低-通过 部分 formed 在 这 输入 cou-
pling, 结果 在 一个 二-柱子 高-通过 回馈, 下落 的 在
40 db/decade 在下 这 corner 频率. 这 damping 因素
的 这个 过滤 取决于 在 这 比率 c
Z
/c
C
(当 c
Z
>>c
F
) 和
也 在 这 值 的 r
Z
.
这 包括 的 这个 控制 循环 有 非 效应 在 这 高 频率
回馈 的 这 ad606. 也不 做 它 有 任何 效应 在 这 低 fre-
quency 回馈 当 这 输入 振幅 是 substantially 在之上 这
输入 补偿 电压
.
这 循环’s 效应 是 felt 仅有的 在 这 更小的 终止 的 这 动态
范围, 那 是, 从 关于 80 dbm 至 –70 dbm, 和 当 这
信号 频率 是 near 这 更小的 边缘 的 这 passband. 因此,
这 小 信号 结果 这个 是 得到 使用 这 建议的
模型 是 不 indicative 的 这 交流 回馈 在 moderate 至 高
信号 水平. 图示 4 显示 这 回馈 的 这个 模型 为 这
default 情况 (使用 c
C
= 100 pf 和 c
Z
= 0) 和 和 c
Z
=
150 pf. 在 一般, 一个
maximally flat 交流
回馈 occurs 当 c
Z
是 roughly 两次 c
C
(制造 预定的 allowance 为 这 内部的
30 pf 电容). 因此, 为 音频的 产品, 一个 能 使用
C
C
= 2.7
µ
f 和 c
Z
= 4.7
µ
f 至 达到 一个 高-通过 corner
(–3 db) 在 25 hz.
90
70
–20
100k 100M10M1M10k
80
60
40
50
20
30
10
–10
0
输入 频率 – hz
相关的 输出 – db
C
Z
= 150pf
C
Z
= 0pf
图示 4. 频率 回馈 的 补偿 控制 循环 为
C
Z
= 0 pf 和 c
Z
= 150 pf (c
C
= 100 pf)
不管怎样, 这 maximally flat 交流 回馈 是 不 最优的 在 二
特定的 具体情况. 第一, 在哪里 这 rf 输入 水平的 是 迅速 搏动,
这 快 edges 将 导致 这 循环 过滤 至 环绕. 第二, ringing
能 也 出现 当 使用 这 电源-向上 特性, 和 这 交流
连接 电容 做 不 exactly 相一致 在 值. 我们 将 ex-
amine 这 latter 情况 在 一个 moment. ringing 在 一个 直线的 放大器
是 annoying, 但是 在 一个 log 放大, 和 它的 更 增强 sensitiv-
ity 至 near 零 信号, 它 能 是 非常 disruptive.
至 优化 这 低 水平的 精度, 那 是, 达到 一个 高级地
damped 脉冲波 回馈 在 这个 过滤, 它 是 推荐 至 在-
clude 一个 电阻 r
Z
在 序列 和 一个 增加 值 的 c
Z
. 一些
experimentation 将 是 需要, 但是 为 运作 在 这
范围 3 mhz 至 70 mhz, 值 的 c
C
= 100 pf, c
Z
= 1 nf
和 r
Z
= 2 k
Ω
是 near 最优的. 为 运作 向下 至 100 khz
使用 c
C
= 10 nf, c
Z
= 0.1
µ
f 和 r
Z
= 13 k
Ω
. 图示 5 显示
典型 连接 为 这 ad606 和 这些 过滤 组件
增加.
INHI
COMM
PRUP
VPOS
FIL1
FIL2
LADJ
LMHI
INLO
COMM
ISUM
ILOG
BFIN
VLOG
OPCM
LMLO
AD606JN
R
Z
C
Z
图示 5. 使用 的 c
Z
和 r
Z
为 补偿 控制 循环
补偿
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