rev. 一个–12–
AD8304
6
3
4
PDB 偏差 VREF
10
2 12
VPDB
VSUM
INPT
VSUM
5
1
VNEG
~10k
ACOM
14
VPS2 PWDN VPS1
VREF
7
VLOG
8
BFIN
9
BFNG
温度
补偿
5k
11
VOUT
0.5v
I
PD
NC
R1
750
10nF
C1
1nF
13
RA
V
P
V
输出
nc = 非 连接
RB
RC
图示 5. 方法 为 raising 这 intercept
低 供应 斜度 和 intercept 调整
当 使用 这 设备 和 一个 积极的 供应 较少 比 4 v, 它 是
需要 至 减少 这 斜度 和 intercept 在 这 vlog 管脚 在
顺序 至 preserve 好的 log conformance 在 这 全部 160 db
运行 范围. 这 电压 在 这 vlog 管脚 是 发生 用
一个 内部的 电流 源 和 一个 输出 电流 的 40
µ
一个/decade
feeding 这 内部的 激光器-修整 输出 阻抗 的 5 k
Ω
. 当
这 电压 在 这 vlog 管脚 超过 v
P
–
2.3 v, 这 电流
源 ceases 至 respond 成直线地 至 logarithmic 增加 在 电流.
这个 头上空间 公布 能 是 避免 用 减少 这 logarithmic
斜度 和 intercept 在 这 vlog 管脚. 这个 是 accomplished 用
连接 一个 外部 电阻 r
S
从 这 vlog 管脚 至 地面
在 结合体 和 一个 intercept lowering 电阻 r
Z
. 这 值
显示 在 图示 6 illustrate 一个 好的 解决方案 为 一个 3.0 v 积极的
供应. 这 结果 logarithmic 斜度 量过的 在 vlog 是
62.5 mv/decade 和 一个 新 intercept 的 57 fa. 这 原来的
logarithmic 斜度 的 200 mv/decade 能 是 recovered 使用 电压
增益 在 这 内部的 缓存区 放大器.
6
3
4
PDB 偏差 VREF
10
2 12
VPDB
VSUM
INPT
VSUM
5
1
VNEG
~10k
ACOM
14
VPS2 PWDN VPS1
VREF
7
VLOG
8
BFIN
9
BFNG
温度
补偿
5k
11
VOUT
0.5v
I
PD
NC
R1
750
10nF
C1
1nF
13
RA
4.98k
V
P
V
输出
nc = 非 连接
RB
2.26k
RS
2.67k
RZ
15.4k
62.5mv/dec
图示 6. 推荐 低 供应 应用 电路
使用 这 adaptive 偏差
为 大多数 photodiode 产品, 这 placement 的 这 anode
somewhat 在之上 地面 是 可接受的, 作 长 作 这 积极的
偏差 在 这 cathode 是 足够的 至 支持 这 顶峰 电流 为 一个
particular 二极管, 限制 mainly 用 它的 序列 阻抗. 至 地址
这个 matter, 这 ad8304 提供 为 这 二极管 一个 偏差 那 varies
成直线地 和 这 电流. 这个 电压 呈现 在 管脚 vpdb, 和
varies 从 0.6 v (反转-偏置 这 二极管 用 0.1 v) 为 i
PD
=
100 pa 和 rises 至 2.6 v (为 一个 二极管 偏差 的 1 v) 在 i
PD
= 10 毫安.
这个 结果 在 一个 常量 内部的 接合面 偏差 的 0.1 v 当 这
序列 阻抗 的 这 photodiode 是 200
Ω
. 为 视力的 电源
度量 在 一个 宽 动态 范围 这 adaptive 偏置
函数 将 是 valuable 在 降低 dark 电流 当 前-
venting 这 丧失 的 photodiode 偏差 在 高 电流. 使用 的 这
adaptive 偏差 特性 是 显示 在 图示 7.
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PDB 偏差 VREF
10
2 12
VPDB
VSUM
INPT
VSUM
5
1
VNEG
~10k
ACOM
14
VPS2 PWDN VPS1
VREF
7
VLOG
8
BFIN
9
BFNG
温度
补偿
5k
11
VOUT
0.5v
I
PD
CPB
R1
750
10nF
C1
1nF
13
RA
RB
CFILT
V
P
V
输出
图示 7. 使用 这 adaptive 偏置
电容 cpb, 在 这 photodiode cathode 在 管脚 vpdb
和 地面, 是 包含 至 更小的 这 阻抗 在 这个 node 和
因此 改进 这 高 频率 精度 在 那些 电流
水平 在哪里 这 ad8304 带宽 是 高. 它 也 确保 一个
hf path 为 任何 高 频率 调制 在 这 视力的 信号
这个 might 不 否则 是 准确地 averaged. 它 将不 是
需要 在 所有 具体情况, 和 experimentation 将 是 必需的 至 find
一个 最佳的 值.
changing 这 电压 在 这 summing node
这 default 值 的 vsum 是 决定 用 使用 一个 quarter 的
vref (2 v). 这个 将 是 改变 用 应用 一个 独立 volt-
age源 至 vsum, 或者 用 adding 一个 外部 resistive 分隔物
从 vref
至 vsum. 这个 网络 将 运作 在 并行的 和
这 内部的 分隔物 (40 k
Ω
和 13.3 k
Ω
), 和 这 选择 的 外部
电阻器 应当 引领 这个 在 账户. 在 实践, 这 总的
阻抗 的 这 增加 string 将 是 作 低 作 10 k
Ω
(consuming
400
µ
一个 从 vref). 低 值 的 vsum 和 因此 v
CE
(看
图示 13) 是 不 advised 当 大 值 的 i
PD
是 预期的.
implementing 低-通过 过滤
噪音, leading 至 uncertainty 在 一个 observed 值, 是 固有的 至
所有 度量 系统. translinear log 放大器 展览 重大的
amounts 的 噪音 为 reasons 陈述 在之上, 和 是 更多 trouble-
一些 在 低 电流 水平. 这 标准 方法 的 寻址 这个
问题 是 至 平均 这 度量 在 一个 适合的 时间
间隔. 这个 能 是 达到 在 这 数字的 domain, 在 邮递-模数转换器
dsp, 或者 在 相似物 表格 使用 一个 多样性 的 低-通过 结构.
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