uc3842b, 43b uc2842b, 43b
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motorola 相似物 ic 设备 数据
运行 描述
这 uc3842b, uc3843b 序列 是 高 效能,
fixed 频率, 电流 模式 控制者. 它们 是
specifically 设计 为 off–line 和 dc–to–dc 转换器
产品 offering 这 设计者 一个 cost–effective 解决方案
和 minimal 外部 组件. 一个 代表 块
图解 是 显示 在 图示 17.
振荡器
这 振荡器 频率 是 编写程序 用 这 值
选择 为 这 定时 组件 r
T
和 c
T
. 电容 c
T
是 charged 从 这 5.0 v 涉及 通过 电阻 r
T
至
大概 2.8 v 和 释放 至 1.2 v 用 一个 内部的
电流 下沉. 在 这 释放 的 c
T
, 这 振荡器
发生 一个 内部的 blanking 脉冲波 那 holds 这 中心
输入 的 这 也不 门 高. 这个 导致 这 输出 至 是 在 一个
低 状态, 因此 producing 一个 控制 数量 的 输出
deadtime. 图示 1 显示 r
T
相比 振荡器 频率
和 图示 2, 输出 deadtime 相比 频率, 两个都 为
给 值 的 c
T
. 便条 那 许多 值 的 r
T
和 c
T
将
给 这 一样 振荡器 频率 但是 仅有的 一个 结合体
将 yield 一个 明确的 输出 deadtime 在 一个 给 频率. 这
振荡器 门槛 是 温度 补偿 至 在里面
±
6% 在 50 khz. 也 因为 的 工业 trends 移动的 这
uc384x 在 高等级的 和 高等级的 频率 产品, 这
uc384xb 是 有保证的 至 在里面
±
10% 在 250 khz. 这些
内部的 电路 refinements 降低 变化 的 振荡器
频率 和 最大 输出 职责 循环. 这 结果 是
显示 在 计算数量 3 和 4.
在 许多 noise–sensitive 产品 它 将 是 desirable
至 frequency–lock 这 转换器 至 一个 外部 系统 时钟.
这个 能 是 accomplished 用 应用 一个 时钟 信号 至 这
电路 显示 在 图示 20. 为 可依靠的 locking, 这
free–running 振荡器 频率 应当 是 设置 关于 10%
较少 比 这 时钟 频率. 一个 方法 为 multi–unit
同步 是 显示 在 图示 21. 用 tailoring 这 时钟
波形, 精确 输出 职责 循环 夹紧 能 是
达到.
错误 放大器
一个 全部地 补偿 错误 放大器 和 进入 至 这
反相的 输入 和 输出 是 提供. 它 特性 一个 典型 直流
电压 增益 的 90 db, 和 一个 统一体 增益 带宽 的 1.0 mhz
和 57 degrees 的 阶段 余裕 (图示 7). 这
non–inverting 输入 是 内部 片面的 在 2.5 v 和 是 不
pinned 输出. 这 转换器 输出 电压 是 典型地 分隔
向下 和 监控 用 这 反相的 输入. 这 最大
输入 偏差 电流 是 –2.0
µ
一个 这个 能 导致 一个 输出
电压 错误 那 是 equal 至 这 产品 的 这 输入 偏差
电流 和 这 相等的 输入 分隔物 源 阻抗.
这 错误 放大 输出 (管脚 1) 是 提供 为 外部 循环
补偿 (图示 31). 这 输出 电压 是 补偿 用 二
二极管 drops (
≈
1.4 v) 和 分隔 用 三 在之前 它 connects
至 这 non–inverting 输入 的 这 电流 sense 比较器.
这个 guarantees 那 非 驱动 脉冲 呈现 在 这 输出
(管脚 6) 当 管脚 1 是 在 它的 最低 状态 (v
OL
). 这个 occurs
当 这 电源 供应 是 运行 和 这 加载 是 移除,
或者 在 这 beginning 的 一个 soft–start 间隔 (计算数量 23, 24).
这 错误 放大 最小 反馈 阻抗 是 限制 用 这
放大器’s 源 电流 (0.5 毫安) 和 这 必需的 输出
电压 (v
OH
) 至 reach 这 比较器’s 1.0 v clamp 水平的:
R
f(最小值)
≈
3.0 (1.0 v) + 1.4 v
0.5 毫安
= 8800
Ω
电流 sense 比较器 和 pwm 获得
这 uc3842b, uc3843b 运作 作 一个 电流 模式
控制, 凭此 输出 转变 传导 是 initiated 用
这 振荡器 和 terminated 当 这 顶峰 inductor 电流
reaches 这 门槛 水平的 established 用 这 错误 放大器
输出/补偿 (管脚 1). 因此 这 错误 信号 控制
这 顶峰 inductor 电流 在 一个 cycle–by–cycle 基准. 这
电流 sense 比较器 pwm 获得 配置 使用
确保 那 仅有的 一个 单独的 脉冲波 呈现 在 这 输出 在
任何 给 振荡器 循环. 这 inductor 电流 是 转变
至 一个 电压 用 inserting 这 ground–referenced sense
电阻 r
S
在 序列 和 这 源 的 输出 转变 q1. 这个
电压 是 监控 用 这 电流 sense 输入 (管脚 3) 和
对照的 至 一个 水平的 获得 从 这 错误 放大 输出. 这
顶峰 inductor 电流 下面 正常的 运行 情况 是
控制 用 这 电压 在 管脚 1 在哪里:
I
pk
=
V
(管脚
1)
– 1.4 v
3 r
S
abnormal 运行 情况 出现 当 这 电源
供应 输出 是 使负荷过重 或者 如果 输出 电压 感觉到 是
lost. 下面 这些 情况, 这 电流 sense 比较器
门槛 将 是 内部 clamped 至 1.0 v. 因此 这
最大 顶峰 转变 电流 是:
I
pk(最大值)
=
1.0 v
R
S
当 designing 一个 高 电源 切换 调整器 它
变为 desirable 至 减少 这 内部的 clamp 电压 在
顺序 至 保持 这 电源 消耗 的 r
S
至 一个 合理的
水平的. 一个 简单的 方法 至 调整 这个 电压 是 显示 在
图示 22. 这 二 外部 二极管 是 使用 至 compensate
这 内部的 二极管, yielding 一个 常量 clamp 电压 在
温度. erratic 运作 预定的 至 噪音 pickup 能 结果
如果 那里 是 一个 过度的 减少 的 这 i
pk(最大值)
clamp
电压.
一个 narrow 尖刺 在 这 leading 边缘 的 这 电流
波形 能 通常地 是 observed 和 将 导致 这 电源
供应 至 展览 一个 instability 当 这 输出 是 lightly
承载. 这个 尖刺 是 预定的 至 这 电源 变压器
interwinding 电容 和 输出 整流器 恢复 时间.
这 增加 的 一个 rc 过滤 在 这 电流 sense 输入 和 一个
时间 常量 那 approximates 这 尖刺 持续时间 将
通常地 eliminate 这 instability (谈及 至 图示 26).
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