uc3842b, 43b uc2842b, 43b
10
motorola 相似物 ic 设备 数据
欠压 lockout
二 欠压 lockout comparators 有 被
组成公司的 至 保证 那 这 ic 是 全部地 函数的 在之前
这 输出 平台 是 使能. 这 积极的 电源 供应
终端 (v
CC
) 和 这 涉及 输出 (v
ref
) 是 各自
监控 用 独立的 comparators. 各自 有 built–in
hysteresis 至 阻止 erratic 输出 行为 作 它们的
各自的 门槛 是 crossed. 这 v
CC
比较器
upper 和 更小的 门槛 是 16 v/10 v 为 这 ucx842b,
和 8.4 v/7.6 v 为 这 ucx843b. 这 v
ref
比较器 upper
和 更小的 门槛 是 3.6 v/3.4 v. 这 大 hysteresis
和 低 startup 电流 的 这 ucx842b 制造 它 ideally
suited 在 off–line 转换器 产品 在哪里 效率高的
自举 startup 技巧 是 必需的 (图示 33). 这
ucx843b 是 将 为 更小的 电压 dc–to–dc 转换器
产品. 一个 36 v 齐纳 是 连接 作 一个 调往 调整器
从 v
CC
至 地面. 它的 目的 是 至 保护 这 ic 从
过度的 电压 那 能 出现 在 系统 startup. 这
最小 运行 电压 (v
CC
) 为 这 ucx842b 是 11 v
和 8.2 v 为 这 ucx843b.
这些 设备 包含 一个 单独的 totem 柱子 输出 平台
那 是 specifically 设计 为 直接 驱动 的 电源
mosfets. 它 是 有能力 的 向上 至
±
1.0 一个 顶峰 驱动 电流 和
有 一个 典型 上升 和 下降 时间 的 50 ns 和 一个 1.0 nf 加载.
额外的 内部的 电路系统 有 被 增加 至 保持 这
输出 在 一个 sinking 模式 whenever 一个 欠压 lockout
是 起作用的. 这个 典型的 排除 这 需要 为 一个
外部 pull–down 电阻.
这 so–14 表面 挂载 包装 提供 独立的
管脚 为 v
C
(输出 供应) 和 电源 地面. 恰当的
implementation 将 significantly 减少 这 水平的 的 切换
瞬时 噪音 imposed 在 这 控制 电路系统. 这个
变为 特别 有用的 当 减少 这 i
pk(最大值)
clamp
水平的. 这 独立的 v
C
供应 输入 准许 这 设计者
增加 flexibility 在 tailoring 这 驱动 电压 独立 的
V
CC
. 一个 齐纳 clamp 是 典型地 连接 至 这个 输入 当
驱动 电源 mosfets 在 系统 在哪里 v
CC
是 更好
比 20 v. 图示 25 显示 恰当的 电源 和 控制 地面
连接 在 一个 current–sensing 电源 场效应晶体管
应用.
涉及
这 5.0 v bandgap 涉及 是 修整 至
±
1.0%
容忍 在 t
J
= 25
°
c 在 这 uc284xb, 和
±
2.0% 在 这
uc384xb. 它的 primary 目的 是 至 供应 charging 电流
至 这 振荡器 定时 电容. 这 涉及 有 short–
电路 保护 和 是 有能力 的 供应 在 excess 的
20 毫安 为 powering 额外的 控制 系统 电路系统.
设计 仔细考虑
做 不 attempt 至 construct 这 转换器 在
wire–wrap 或者 plug–in prototype boards.
高 频率
电路 布局 技巧 是 imperative 至 阻止
pulse–width jitter. 这个 是 通常地 造成 用 过度的 噪音
pick–up imposed 在 这 电流 sense 或者 电压 反馈
输入. 噪音 免除 能 是 改进 用 lowering 电路
阻抗 在 这些 点. 这 打印 电路 布局 应当
包含 一个 地面 平面 和 low–current 信号 和
high–current 转变 和 输出 grounds returning 在
独立的 paths 后面的 至 这 输入 过滤 电容. 陶瓷的
绕过 电容 (0.1
µ
f) 连接 直接地 至 v
CC
, v
C
,
和 v
ref
将 是 必需的 取决于 在之上 电路 布局. 这个
提供 一个 低 阻抗 path 为 过滤 这 高 频率
噪音. 所有 高 电流 循环 应当 是 保持 作 短的 作
可能 使用 重的 铜 runs 至 降低 radiated emi.
这 错误 放大 补偿 电路系统 和 这 转换器
输出 电压 分隔物 应当 是 located 关闭 至 这 ic 和
作 far 作 可能 从 这 电源 转变 和 其它
noise–generating 组件.
电流 模式 转换器 能 展览 subharmonic
振动 当 运行 在 一个 职责 循环 更好 比 50%
和 持续的 inductor 电流. 这个 instability 是
独立 的 这 调整器’s 关闭 循环 特性
和 是 造成 用 这 同时发生的 运行 情况 的
fixed 频率 和 顶峰 电流 detecting. 图示 19a
显示 这 phenomenon graphically. 在 t
0
, 转变 传导
begins, 造成 这 inductor 电流 至 上升 在 一个 斜度 的 m
1
.
这个 斜度 是 一个 函数 的 这 输入 电压 分隔 用 这
电感. 在 t
1
, 这 电流 sense 输入 reaches 这
门槛 established 用 这 控制 电压. 这个 导致 这
转变 至 转变 止 和 这 电流 至 decay 在 一个 斜度 的 m
2
,
直到 这 next 振荡器 循环. 这 unstable 情况 能 是
显示 如果 一个 perturbation 是 增加 至 这 控制 电压,
结果 在 一个 小
∆
i (dashed 线条). 和 一个 fixed 振荡器
时期, 这 电流 decay 时间 是 减少, 和 这 最小
电流 在 转变 turn–on (t
2
) 是 增加 用
∆
i +
∆
i m
2
/m
1
.
这 最小 电流 在 这 next 循环 (t
3
) 减少 至 (
∆
i +
∆
i m
2
/m
1
) (m
2
/m
1
). 这个 perturbation 是 multiplied 用 m
2
/m
1
在 各自 succeeding 循环, alternately 增加 和
减少 这 inductor 电流 在 转变 turn–on. 一些
振荡器 循环 将 是 必需的 在之前 这 inductor 电流
reaches 零 造成 这 处理 至 commence 又一次. 如果
m
2
/m
1
是 更好 比 1, 这 转换器 将 是 unstable. 图示
19b 显示 那 用 adding 一个 artificial ramp 那 是
同步 和 这 pwm 时钟 至 这 控制 电压, 这
∆
i perturbation 将 decrease 至 零 在 succeeding 循环.
这个 compensating ramp (m
3
) 必须 有 一个 斜度 equal 至 或者
slightly 更好 比 m
2
/2 为 稳固. 和 m
2
/2 斜度
补偿, 这 平均 inductor 电流 跟随 这
控制 电压, yielding 真实 电流 模式 运作. 这
compensating ramp 能 是 获得 从 这 振荡器 和
增加 至 也 这 电压 反馈 或者 电流 sense
输入 (图示 32).
控制 电压
Inductor
电流
振荡器 时期
控制 电压
Inductor
电流
振荡器 时期
(一个)
(b)
图示 19. 持续的 电流 波形
m
1
m
2
t
0
t
1
t
2
t
3
m
3
m
2
t
4
t
5
t
6
∆
I
m
1
∆
I
D
l
)
D
l
m
2
m
1
D
l
)
D
l
m
2
m
1
m
2
m
1
: 点此下载
