AD736
rev. c
–7–
作 显示, 这 直流 错误 是 这 区别 在 这 平均 的
这 输出 信号 (当 所有 这 波纹 在 这 输出 有 被
移除 用 外部 过滤) 和 这 完美的 直流 输出. 这 直流
错误 组件 是 因此 设置 solely 用 这 值 的 averaging
电容 使用-非 数量 的 邮递 过滤 (i.e., 使用 一个 非常
大 c
F
) 将 准许 这 输出 电压 至 equal 它的 完美的 值.
这 交流 错误 组件, 一个 输出 波纹, 将 是 容易地 re-
moved 用 使用 一个 大 足够的 邮递 过滤 电容, c
F
.
在 大多数 具体情况, 这 联合的 magnitudes 的 两个都 这 直流 和 交流
错误 组件 需要 至 是 考虑 当 selecting appro-
priate 值 为 电容 c
AV
和 c
F
. 这个 联合的 错误,
representing 这 最大 uncertainty 的 这 度量 是
termed 这 “averaging error” 和 是 equal 至 这 顶峰 值 的
这 输出 波纹 加 这 直流 错误.
作 这 输入 频率 增加, 两个都 错误 组件 de-
crease 迅速: 如果 这 输入 频率 doubles, 这 直流 错误 和
波纹 减少 至 1/4 和 1/2 它们的 原来的 值, 各自,
和 迅速 变为 微不足道的.
交流 度量 精度 和 crest 因素
这 crest 因素 的 这 输入 波形 是 常常 overlooked 当
determining 这 精度 的 一个 交流 度量. crest 因素 是
定义 作 这 比率 的 这 顶峰 信号 振幅 至 这 rms am-
plitude (c.f. = v
顶峰
/v rms). 许多 一般 波形, 此类
作 sine 和 triangle waves, 有 相当地 低 crest factors (
≤
2).
其它 波形, 此类 作 低 职责 循环 脉冲波 trains 和 scr
波形, 有 高 crest factors. 这些 类型 的 波形
需要 一个 长 averaging 时间 常量 (至 平均 输出 这 长
时间 时期 在 脉冲). 图示 6 显示 这 额外的
错误 vs. crest 因素 的 这 ad736 为 各种各样的 值 的 c
AV
.
selecting 实际的 值 为 输入
连接 (c
C
), averaging (c
AV
) 和 过滤
(c
F
) 电容
表格 ii 提供 实际的 值 的 c
AV
和 c
F
为 一些
一般 产品.
表格 ii. ad737 电容 选择 chart
应用 rms 低 最大值 C
AV
C
F
安排好
输入 频率 Crest Time*
水平的 截止 因素 至 1%
(–3db)
一般 目的 0–1 v 20 hz 5 150
µ
F 10
µ
F 360 ms
rms computation 200 hz 5 15
µ
F1
µ
F 36 ms
0–200 mv 20 hz 5 33
µ
F 10
µ
F 360 ms
200 hz 5 3.3
µ
F1
µ
F 36 ms
一般 目的 0–1 v 20 hz 毫无 33
µ
F 1.2 秒
平均 200 hz 毫无 3.3
µ
F 120 ms
Responding
0–200 mv 20 hz 毫无 33
µ
F 1.2 秒
200 hz 毫无 3.3
µ
F 120 ms
scr 波形 0–200 mv 50 hz 5 100
µ
F 33
µ
F 1.2 秒
度量 60 hz 5 82
µ
F 27
µ
F 1.0 秒
0–100 mv 50 hz 5 50
µ
F 33
µ
F 1.2 秒
60 hz 5 47
µ
F 27
µ
F 1.0 秒
音频的
产品
演说 0–200 mv 300 hz 3 1.5
µ
F 0.5
µ
F 18 ms
音乐 0–100 mv 20 hz 10 100
µ
F 68
µ
F 2.4 秒
*settling 时间 是 指定 在 这 陈述 rms 输入 水平的 和 这 输入 信号 增加
从 零. 安排好 时间 将 是 更好 为 减少 振幅 输入 信号.
rms 度量 – choosing 这 最佳的
值 为 c
AV
自从 这 外部 averaging 电容, c
AV
, “holds” 这 recti-
fied 输入 信号 在 rms computation, 它的 值 直接地 af-
fects 这 精度 的 这 rms 度量, 特别 在 低
发生率. 此外, 因为 这 averaging 电容 ap-
pears 横过 一个 二极管 在 这 rms 核心, 这 averaging 时间 常量
将 增加 exponentially 作 这 输入 信号 是 减少. 这个
意思 那 作 这 输入 水平的 减少, errors 预定的 至 nonideal
averaging 将
减少
当 这 时间 它 takes 为 这 电路 至
settle 至 这 新 rms 水平的 将
增加
. 因此, 更小的 输入
水平 准许 这 电路 至 执行 更好的 (预定的 至 增加 aver-
变旧) 但是 增加 这 waiting 时间 在 度量.
obviously, 当 selecting c
AV
, 一个 trade-止 在 computa-
tional 精度 和 安排好 时间 是 必需的.
图示 17. ad736 平均 responding 电路
迅速 安排好 时间 通过 这 平均
responding 连接 (图示 17)
因为 这 平均 responding 连接 做 不 使用 这
C
AV
averaging 电容, 它的 安排好 时间 做 不 相异 和 在-
放 信号 水平的; 它 是 决定 solely 用 这 rc 时间 常量
的 c
F
和 这 内部的 8 k
Ω
电阻 在 这 输出 放大器’s
反馈 path.
直流 错误, 输出 波纹, 和 averaging
错误
图示 18 显示 这 典型 输出 波形 的 这 ad736 和
一个 sine-波 输入 应用. 作 和 所有 real-world 设备, 这
完美的 输出 的 v
输出
= v
在
是 从不 exactly 达到; instead,
这 输出 包含 两个都 一个 直流 和 一个 交流 错误 组件.
图示 18. 输出 波形 为 sine-波 输入 电压
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