ADP3180
–12–
设置 这 时钟 频率
这 adp3180 使用 一个 fi xed-频率 控制 architecture. 这
频率 是 设置 用 一个 外部 定时 电阻 (r
T
). 这 时钟
频率 和 这 号码 的 阶段 决定 这 切换
频率 每 阶段, 这个 relates 直接地 至 切换 losses
和 这 sizes 的 这 inductors 和 输入 和 输出 电容.
和 n = 3 为 三 阶段, 一个 时钟 频率 的 800 khz sets
这 切换 频率 的 各自 阶段, f
SW
,至 267 khz, 这个
代表 一个 实际的 trade-止 在 这 切换 losses 和
这 sizes 的 这 输出 fi lter 组件. tpc 1 显示 那 至
达到 一个 800 khz 振荡器 频率, 这 准确无误的 值 为 r
T
是 249 k
W
.alternatively, 这 值 为
R
T
能 是 计算 使用:
R
nf pF
M
T
SW
=
××
()
−
1
583
1
15
.
.
Ω
(1)
在哪里 5.83
pF
和 1.5
M
W
是 内部的 ic 组件 值.
为 好的 最初的 精度 和 频率 稳固, 它 是 recom-
mended 至 使用 一个 1% 电阻.
软-开始 和 电流 限制 获得-止 延迟 时间
因为 这 软-开始 和 电流 限制 获得-止 延迟 功能
share 这 延迟 管脚, 这些 二 参数 必须 是 考虑
一起. 这 first 步伐 是 至 设置
C
DLY
为 这 软-开始 ramp. 这个
ramp 是 发生 和 一个 20 µa 内部的 电流 源. 这 值
的
R
DLY
将 有 一个 第二 顺序 impact 在 这 软-开始 时间
因为 它 sinks 部分 的 这 电流 源 至 地面. 不管怎样, 作
长 作
R
DLY
是 保持 更好 比 200 k
W
,这个 效应 是 minor. 这
值 为
C
DLY
能 是 近似 使用:
CA
V
R
t
V
DLY
VID
DLY
SS
VID
=−
×
×
20
2
µ
(2)
在哪里
t
SS
是 这 desired 软-开始 时间. 假设 一个
R
DLY
的
390 k
W
和 一个 desired 一个 软-开始 时间 的 3 ms,
C
DLY
是 36 nf.
这 closest 标准 值 为
C
DLY
是 39 nf. once
C
DLY
有 被
选择,
R
DLY
能 是 计算 为 这 电流 限制 获得-止
时间 使用:
R
t
C
DLY
延迟
DLY
=
×
196.
(3)
如果 这 结果 为
R
DLY
是 较少 比 200 k
W
,一个 小 软-开始 时间
应当 是 考虑 用 recalculating 这 等式 为
C
DLY
, 或者一个
变长 获得-止 时间 应当 是 使用. 在 非 情况 应当
R
DLY
是
较少 比 200 k
W
.在 这个 例子, 一个 延迟 时间 的 8 ms 给
R
DLY
= 402 k
W
.这 closest 标准 5% 值 是 390 k
w.
inductor 选择
这 选择 的 电感 为 这 inductor 确定 这 波纹
电流 在 这 inductor. 较少 电感 leads 至 更多 波纹 cur-
rent, 这个 增加 这 输出 波纹 电压 和 传导
losses 在 这 mosfets, 但是 准许 使用 小 inductors 和,
为 一个 specifi ed 顶峰-至-顶峰 瞬时 背离, 较少 总的 输出
电容. 相反地, 一个 高等级的 电感 意思 更小的 波纹
电流 和 减少 传导 losses 但是 需要 大
inductors 和 更多 输出 电容 为 这 一样 顶峰-至-
顶峰 瞬时 背离. 在 任何 multiphase 转换器, 一个 实际的
值 为 这 顶峰-至-顶峰 inductor 波纹 电流 是 较少 比
50% 的 这 最大 直流 电流 在 这 一样 inductor. 等式 4
显示 这 relationship 在 这 电感, 振荡器 fre-
quency, 和 顶峰-至-顶峰 波纹 电流 在 这 inductor.
等式 5 能 是 使用 至 决定 这 最小 电感
为基础 在 一个 给 输出 波纹 电压:
I
VD
fL
R
VID
SW
=
×−
()
×
1
(4)
L
VR nD
fV
VID O
SW 波纹
≥
××−×
()
()
×
1
(5)
solving 等式 5 为 一个 10 mv p-p 输出 波纹 电压 产量:
L
Vm
kHz mV
nH
≥
××−
()
×
=
15 13 1 0375
267 10
456
.. .
Ω
如果 这 波纹 电压 ends 向上 较少 比 那 设计 为, 这
inductor 能 是 制造 小 直到 这 波纹 值 是 符合. 这个
将 准许 最优的 瞬时 回馈 和 最小 输出
解耦.
这 smallest 可能 inductor 应当 是 使用 至 降低 这
号码 的 输出 电容. choosing 一个 600 nh inductor 是
一个 好的 选择 为 一个 开始 要点 和 给 一个 计算 波纹
电流 的 8.2 一个. 这 inductor 应当 不 使湿透 在 这 顶峰
电流 的 25.8 一个 和 应当 是 能 至 handle 这 总 的 这
电源 消耗 造成 用 这 平均 电流 的 22.7 一个 在 这
winding 和 核心 丧失.
另一 重要的 因素 在 这 inductor 设计 是 这 dcr,
这个 是 使用 为 测量 这 阶段 电流. 一个 大 dcr 将
导致 过度的 电源 losses, 当 too 小 一个 值 将 含铅的 至
增加 度量 错误. 一个 好的 rule 的 thumb 是 至 有 这
dcr 是 关于 1 至 1½ 时间 这 droop 阻抗 (r
O
). 为 我们的
例子, 我们 是 使用 一个 inductor 和 一个 dcr 的 1.6 m
W
.
designing 一个 inductor
once 这 电感 和 dcr 是 知道, 这 next 步伐 是 至
也 设计 一个 inductor 或者 fi nd 一个 标准 inductor 那 comes
作 关闭 作 可能 至 meeting 这 整体的 设计 goals. 它 是 也
重要的 至 有 这 电感 和 dcr 容忍 specifi ed
至 控制 这 精度 的 这 系统. 15% 电感 和 8%
dcr (在 房间 温度) 是 合理的 容忍 那 大多数
manufacturers 能 满足.
这 fi rst decision 在 designing 这 inductor 是 至 choose 这 核心
材料. 那里 是 一些 possibilities 为 供应 低 核心
丧失 在 高 发生率. 二 examples 是 这 powder cores (e.g.,
kool-mµ
®
从 磁性材料, 公司 或者 micrometals) 和 这 gapped
软 ferrite cores (e.g., 3f3 或者 3f4 从 飞利浦). 低 频率
powdered iron cores 应当 是 避免 预定的 至 它们的 高 核心
丧失, 特别 当 这 inductor 值 是 相当地 低 和 这
波纹 电流 是 高.
这 最好的 选择 为 一个 核心 geometry 是 一个 关闭-循环 类型, 此类
作 一个 pot 核心, pq, u, 和 e 核心, 或者 toroid. 一个 好的 compromise
在 价格 和 效能 是 一个 核心 和 一个 环形的 shape.
那里 是 许多 有用的 references 为 quickly designing 一个 电源
inductor, 此类 作:
磁性材料 设计 references
∑
有磁性的 设计者 软件
intusoft (www.intusoft.com)
∑
designing 有磁性的 组件 为 高-频率 直流-直流
转换器
,用 william t. mclyman, kg 磁性材料, 公司
isbn 1883107008
rev. 0
: 点此下载
